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基于一种新型 LCC 谐振变换器控制策略的硬件实现

2018-11-25 15:00 5

基于一种新型 LCC 谐振变换器控制策略的硬件实现

王栋,李敬文,贺根华

摘要:针对移相式 LCC 谐振变换器具有轻载时滞后臂零电压开关(ZVS)难以实现,重载时谐振电流较大,致使变换器 ZVS 范围变窄以及导通损耗较大的问题,提出一种新型的全桥移相LCC 谐振变换器并对其控制电路的硬件实现进行了设计与研究,首先对新型的 LCC 谐振变换器进行简单的原理介绍和分析,其次针对其独特的控制形式设计控制电路,最后搭建了控制电路的硬件电路,实验结果证明了设计的合理性和可行性。

关键词:LCC谐振变换器;控制电路;零电压开关。

中图分类号:TM461  文章编号:1674-2583(2018)11-0012-06

DOI:10.19339/j.issn.1674-2583.2018.11.004

中文引用格式:王栋,李敬文,贺根华.基于一种新型LCC谐振变换器控制策略的硬件实现[J].集成电路应用, 2018,35(11): 12-17.

A Hardware Implementation of Control Strategy Based on a Novel LCC Resonant Converter

WANG Dong,LI Jinwen,HE Genhua

Abstract — In order to solve the problem that the lag arm ZVS is difficult to achieve when the phase-shifted full-bridge LCC resonant converter has a light load, the resonant current at heavy load is large, resulting in only a narrow ZVS range and a large conduction loss and so on. In this paper, a novel full-bridge phase-shifted LCC resonant converter is proposed and the hardware implementation of its control circuit is designed and studied. First, a simple principle introduction and analysis of the new LCC resonant converter; Secondly, design the control circuit for its unique control form; Finally, the hardware circuit of the control circuit is built. The experimental results prove the rationality and feasibility of the design.

Index Terms — LCC resonant converter, Control circuit, ZVS.

1  引言

在谐振变换器的发展过程中,分别经历了串联谐振变换器(SRC)、并联谐振变换器(PRC)以及 LCC 谐振变换器、LLC 谐振变换器等阶段,而LCC 谐振变换器则是结合了串联谐振变换器以及并联谐振变换器的特优点并规避了他们的缺点,有非常大的应用价值。

近年来,LCC 谐振变换器开始进入国内研究人员的视线,各大高校也对 LCC 谐振变换器进行了大量的研究[1,2]。有大量学者提出了一些 LCC 谐振变换器的延伸拓扑结构,进一步优化了在相关领域上面的适用性和高效性,如文献[3]提出了一种提出了双LCC 谐振变换器,如图 1 所示,采用电路叠加法对其进行了分析,同时提出了一种参数优化方法来实现全桥逆变器的 ZVS。双 LCC 结构不仅具有初级电流常数的 LCL 拓扑特性,而且还具有完美的对称性。设计过程简单,可在固定频率点操作,达到要求的功率因数。此外,电压和电流应力很小。因此,双 LCC 补偿结构已成为电感耦合能量传输系统(ICPT)中的有效拓扑,它主要应用在无线充电转移在物流运输,医疗装备,电子产品和电动汽车等方面,有非常广阔的应用前景。文献[4]提出了一种带电容输出滤波器的电流馈电隔离式 LCC-T 谐振 DC/DC 变换器(图2),旨在通过 ZVS 来降低开关管损耗以便提高变换器的效率,以及实现了所有二极管的 ZCS 导通,具有连续电流和最小应力的变压器谐振槽组件。可以通过最小化导通和开关损耗来提供高效率,通过重新定位串联和并联电容器来对谐振元件施加最小应力,并通过保持连续的正弦电流来引入电压倍增,有效的利用变压器,最大程度上提高变换器的效率。

本文提出了一种新型的 LCC 谐振变换器,将辅助电感用于 LCC 谐振变换器,并且在变压器初级并联的谐振电容支路上串联双向开关管,可以在变换器 ZVS 导通范围的同时降低导通损耗。本文主要对该变换器进行简单的原理分析,其次针对变换器中 6 个开关管控制信号的实现进行了分析与设计并搭建实验平台,验证了实验结果与理论分析的一致性。

2  一种新型的全桥移相 LCC 谐振变换器

图 3 所示为本文提出的改进的全桥移相 LCC 谐振变换器电路拓扑和主要工作波形。在全桥移相LCC 谐振变换器的 2 个桥臂之间增加由辅助电感 La 构成辅助网络,在并联电容支路上增加双向开关管。

由图 3(b)开关管 VT1~VT6 控制信号波形可知,双向开关管仅仅在开关管 VT1~VT4 的死区时间导通,这样在开关管换流期间以外 LCC 谐振变换器就变成了一个普通的移相全桥电路,可以极大地减小谐振电流,当双向开关管 VT5、VT6 导通时,并联谐振电容 Cp 发挥作用,此时电路为 LCC 谐振电路,电容 为开关管的零电压关断提供条件,使谐振电流增大,至开关管导通时其并联的反接二极管可以实现续流,从而可以实现变换器滞后臂的 ZVS 导通。

由图 3(b)中谐振电流 iLs、辅助电流 iLa 波形可知,在开关管 VT1、VT4 导通期间,辅助网络的电流 iLa 由最小值逐渐上升至最大值;在开关管 VT3、VT4 导通期间,iLa 由最大值逐渐减小至最小值;其余阶段 iLa 续流,保持恒值。由此可知辅助电流 iLa 的最大值 ILa 与开关管导通角 δ 成正比。

与传统的全桥移相 LCC 谐振变换器相比,本文提出的变换器通过辅助网络实现开关管的宽范围 ZVS,通过双向开关管降低谐振电流的大小,因此可以有效优化设计变换器,极大地减小谐振电流[5]。

文献[5,6]给出了新型 LCC 谐振变换器的稳态分析以及参数设计过程,此处不再赘述。

3  控制电路的设计与实现

对于全桥移相 LCC 谐振变换器来说,其控制电路的核心就是移相控制模块。本文使用 UCC3895 芯片进行控制,UCC3895 是一款功能比较强大的移相控制信号,一次可以生成全桥变换器所有桥臂所需的移相控制信号,具有电压调节、稳定电流以及过电压和过电流等保护电路。本文采用 UCC3895 + IR2113 的形式来对变换器开关管的脉冲信号进行控制。

  3.1 UCC3895 的简介

本文采用美国 TI 公司开发的一款专用芯片UCC3895,其常见的封装形式为 DIL-20 和 SOIC-20 封装。它的主要功能就是进行移相控制,主要用于高频场合。UCC3895 保留了 UC3875/6/7/8 系列和 UC3879 的功能,但它在该控制器系列上进行了改进,具有增强的控制逻辑,自适应延迟设置和关闭功能等附加功能。由于它采用 BCDMOS 制造,因此其供电电流远低于双极性电源。UCC3895 的最大时钟频率为 1 MHz,除了上述特点,UCC3895 还具有以下特点:双向振荡器同步、电压/电流控制模式下的控制能力、通过单引脚实现可编程软启动/软停止、全范围的占空比调节、低有功电流损耗等等,这些特点决定了 UCC3895 控制芯片的高度流通性。

UCC3895 的引脚排列图如图 4 所示,各引脚功能如下[7]。

(1)ADS,自适应延迟设定。此功能设置最大和最小编程输出延迟死区时间之间的比率。适应延时设定电路如图 5 所示、当 ADS 引脚直接连接到 CS引脚时,不会发生延迟调制。ADS接地时发生最大延迟调制。当 CS = 0 时,延迟时间比 VCS = 2 V(峰值电流阈值)时长 4 倍,ADS 通过以下公式改变延迟引脚DELAB 和 DELCD 上的输出电压。

 (1)

VADS 必须限制在 0 V 到 2.5 V 之间,且必须小于或等于 CS。DELAB 和 DELCD 也将被箝位至最低 0.5 V。

(2)EAOUT,误差放大器输出。根据器件内部原理图可知,空载比较器和 PWM 比较器的同相输入端同为引脚 2,当引脚 2 端电压高于 600 mV 时空载比较器开通各输出级。当电压低于 500 mV 时,空载比较器重新关断各输出级。

(3)CT,振荡器定时电容器。参见图 5 的振荡器框图,UCC3895 的振荡器使用 对 CT  充电。CT 上的波形是锯齿波,峰值电压为 2.35 V。近似振荡器周期通过公式(2)计算。

  (2)

其中 CT 的范围从 100 pF到 880 pF,较大的 CT和与较小的 RT 组合将导致 CT 波形的下降时间延长。 增加的下降时间将增加 SYNC 脉冲宽度,从而限制   之间的最大移相脚,这就使变换器的最大占空比受限了。

(4)CS,电流检测比较器的反相输入端,以及过流比较器和 ADS 放大器的同相输入。电流检测信号用于峰值电流模式控制中的逐周期电流限制,以及用于输出关闭的次级阈值的所有情况下的过电流保护。

(5)DELAB、DELCD,互补输出之间可调延迟端口。DELAB 通过调节切换 OUTA 和 OUTB 之间的死区时间,DELCD 通过调节切换 OUTC 和OUTD 之间的死区时间。在外桥的同一支路中的互补输出之间引入该延迟。UCC3895 允许用户选择延迟时间的长短,使得在该延迟中发生主电路的谐振过程。UCC3895 为两个半桥提供单独的延迟以适应谐振电容器充电电流的差异。 每个阶段的延迟根据公式(3)设定。

 (3)

式中 VDEL 的值由式(1)确定。

(6)EAP 为误差放大器的同相输入端。

(7)EAN 为误差放大器反向输入端。

(8)GND 为除输出级以外芯片内所有电路的接地端。

(9)OUTA,OUTB,OUTC,OUTD,四个输出为 100 mA 互补 MOS 驱动器,并经过优化,可驱动 FET 驱动电路。 OUTA 和 OUTB 是完全互补的(在忽略死区时间的情况下)。它们工作在 50%占空比和振荡频率的一半附近。 OUTA 和 OUTB 用于驱动外部功率级中的一个半桥电路。 OUTC 和 OUTD 将驱动另一个半桥,并具有与 OUTA 和OUTB 相同的特性。 OUTC 相对于 OUTA 相移,OUTD 相对于 OUTB 相移。可以通过对 OUTC、OUTD 端进行移相来实现对主电路输出电压控制。

(10)PGND,输出级接地。为了消除关键模拟电路的输出开关噪声,UCC3895 有 2 个不同的接地连接。PGND 是高电流输出级的接地连接。GND 和 PGND 都必须紧密靠近 IC 电气连接在一起。此外,由于 PGND 承载高电流,电路板走线必须是低阻抗。

(11)RAMP,PWM 比较器的反相输入。该引脚接收电压和平均电流模式控制中的 CT 波形,或峰值电流模式控制中的电流信号(加上斜率补偿)。RAMP 上提供内部放电晶体管,在振荡器死区时间内触发。

(12)RT,振荡器定时电阻器。UCC3895 中的振荡器通过对外部定时电容 CT 进行充电,并通过 RT 调节其上的电流。 RT 电流计算如下:

  (4)

其中 RT 的阻值一般为 40~120 kΩ,软启动充电和放电电流也由 IRT 进行调节。

(13)SS/DISB,软启动/禁用。该引脚结合了两个独立的功能。芯片可以通过以下任何一种方式快速关断芯片:外部强制 SS/DISB 低于 0.5 V,外部强制 REF 低于 4 V,VDD 降至 UNLO 阈值以下,或检测到过流故障(VCS = 2.5 V)。

在 REF 被拉低至 4 V 或 UVLO 条件的情况下,SS/DISB 通过内部 MOSFET 开关主动拉至地。如果检测到过电流,SS/DISB 将吸收(10×IRT)电流,直到 SS / DISB 降至 0.5 V 以下。注意,如果 SS / DISB 外部强制低于 0.5 V,引脚将开始提供等于  IRT 的电流。另请注意,器件切换到低 IDD 电流模式的唯一时间是器件处于欠压锁定状态。

在故障或禁用条件通过后,VDD 高于启动阈值,和/或 SS / DISB 在软停止期间降至 0.5 V 以下,SS/DISB 将切换到软启动模式。该引脚现在将提供电流,等于 IRT。 SS/DISB 上用户选择的电容决定软启动(和软启动)时间。另外,可以使用与电容器并联的电阻器,限制 SS/DISB 上的最大电压。请注意,在软启动,软停止和禁用条件期间,SS/DISB 将主动将EAOUT 引脚电压钳位至 SS/DISB 引脚电压附近。

(14)SYNC,振荡器同步端。为实际应用中产生大于 4 路的同步信号提供条件,该脚可以保证多个UCC3895 同步使用,除此之外,该脚还是该引脚是双向的。 当用作输出时,SYNC 可用作时钟,与芯片的内部时钟相同。 当用作输入时,SYNC 将覆盖芯片的内部振荡器并充当其时钟信号。这种双向功能允许同步多个电源。SYNC 信号还将对 CT  电容和 RAMP 引脚上的任何滤波电容内部放电。

(15)VDD,电源。必须使用最小的低 ESR、低ESL 电容对地旁路 VDD。

(16)REF,5 V 左右的参考电压。该参考电源为内部电路供电,也可为外部负载提供高达 5 mA 的电流。 在欠压锁定期间关闭参考电压,但在所有其他禁用模式期间可以运行。为获得最佳性能,必须使用 1.0μF 的低 ESR、低 ESL 电容旁路至地。

  3.2 驱动电路的设计

通过查阅大量文献可知,在功率变换器当中功率开关管的输入波形一般都需要经过驱动电路处理之后,才可以驱动功率开关管,而根据驱动形式可分为直接驱动和隔离驱动两种形式,当存在多路控制信号时为了防止出现安全方面的事故,一般采用隔离驱动,其可将多路驱动电路、控制电路与主电路互相隔离,很大程度地降低了发生问题的风险[7]。

本文准备以 IR2113 为核心芯片搭建 LCC 谐振变换器的驱动电路,IR 公司生产的 IR2113 集成芯片在目前的市场上非常火爆,作为一个产品级的芯片,它集驱动和隔离于一身,并且具有电磁隔离和光耦隔离的优点,常用于中小功率的开关变换器中。下面对IR2113 进行简要介绍,它主要有以下几个特点。

(1)设计用于自举操作的浮动通道完全可操作至 600 V 耐受负瞬态电压。

(2)栅极驱动电源范围为 10 至 20 V。

(3)两个通道的欠压锁定。

(4)3.3 V 逻辑兼容独立逻辑电源范围为 3.3 V至 20 V 逻辑和电源地±5 V 偏移。

(5)CMOS 施密特触发输入,具有下拉功能。

(6)逐周期边沿触发的关闭逻辑。

(7)两个通道的匹配传播延迟。

(8)输出与输入同相。

IR2113 是高压、高速功率 MOSFET 和 IGBT 驱动器,具有独立的高端和低端参考输出通道。专有的 HVIC 和锁存免疫 CMOS 技术可实现坚固的单片结构。逻辑输入与标准 CMOS 或 LSTTL 输出兼容。输出驱动器具有高脉冲电流缓冲级,旨在实现最小的驱动器交叉传导。匹配传播延迟以简化在高频应用中的使用。浮动通道可用于驱动高端配置的 N 沟道功率 MOSFET 或 IGBT,其工作电压高达 600 V。

IR2113 的内部功能框图如图 6 所示。可以看到由逻辑输入、电平平移以及输出保护三个部分组成。自举电路使一个 IR2113 可以驱动两路信号,大大地简化了驱动电路的数量,这是一个非常成功的设计。

对于 IR2113 来说,其核心便是高压侧悬浮驱动的自举电路,其电路拓扑如图 7 所示,C1 为芯片自举电容、C2 为 VCC 滤波电容。在 S1 关断期间,VCC 给电容 C1 充电,使得 VC1≈VCC ,那么当 HIN 输入为 1 时 VM1 开通,VM2 关断。此时 C1 通过 VM1、RG1 以及 S1 的门珊极电容 CGC1 进行放电和充电。当 HIN 输入为 0 时,VM1 关断,VM2 开通。电容 CGC1 通过 RG1、VM2 迅速放电,S1 关断。LIN 经过死区时间之后,LIN 输入为 1,此时 S2 开通,VCC 经 VD1、S2 给 C1 进行充电。如此反复循环,这就是 IR2113 的主要工作原理。

  3.3 控制电路的设计

针对 LCC 谐振变换器逆变全桥部分的控制信号以及 UCC3895 和 IR2110 外围电路的特点本文提出了如图 8 所示的控制电路。  

对于并联谐振电容支路上双向开关管的驱动信号,本文采用与门和或门相结合的使用方式,从而产生所需要的脉冲信号。如图 9 所示为双向开关管的信号产生电路,图中,OUTF 端为双向开关管的脉冲信号。其中 74LS04 芯片为或门芯片,74LS32 为与门芯片。

4  实验结果分析

根据上节所设计的控制电路,本节搭建除了控制电路的硬件实验平台,如图 10 所示。 

由于变换器逆变电路超前臂和滞后臂信号产生方式完全相同,此处只对滞后臂进行分析,如图 11(a)(b)为滞后臂上下桥臂开关管所需的驱动信号,如图 11(c)所示,为双向开关管所需的驱动信号,根据实验波形可以看出完全符合其理论分析。

通过这次实验设计,产生了新型 LCC 谐振变换器的驱动信号,对之后变换器的硬件实现提供了便利。

参考文献

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[5] 王栋,亓迎川,贾强,贺根华.一种改进的全桥移相LCC谐振变换器[J].空军预警学院学报, 2018,32(03):215-219.

[6] 王栋,贾强,亓迎川,贺根华.一种基于LCC谐振变换器的参数优化设计[J].集成电路应用, 2018,35(09):16-22.

[7]贺宝财,逄东.BiCMOS相移谐振PWM控制器UCC3895原理及应用[C]. 2006 中国电工技术学会电力电子学会学术年会, 2006. 

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